高速串行信号经过 PCB 走线、连接器和线缆后高频分量的衰减通常大于低频分量脉冲响应随之展宽并在相邻码元位置形成码间干扰。RX 均衡的任务就是在采样判决前补偿这些信道损伤恢复接收端的电压与时间裕量。本文结合 WP419 的信号完整性分析与 UG476 的收发器结构依次说明信道损耗如何形成 ISI、CTLE 如何补偿频率选择性衰减、DFE 如何抵消 post-cursor以及 GTX/GTH 中 LPM、DFE 两种接收模式的结构差异和工程选择方法。信道插入损耗与反射 → 脉冲展宽和 ISI → CTLE 线性补偿 → DFE post-cursor 抵消 → LPM/DFE 模式选择1. RX 均衡器在接收通路中的位置差分信号由 RXP/RXN 进入 GTX/GTH 后依次经过端接、RX 模拟前端、均衡器和 CDR再由 SIPO 完成串并转换。RX Equalizer 位于采样判决之前处理对象仍然是高速模拟波形其输出质量直接影响 CDR 和判决器能够获得的电压与时间裕量。Comma Detection、8B/10B Decoder、Elastic Buffer 和 Gearbox 位于后续 PCS 数据通路中不能补偿采样之前的模拟波形失真。RXP/RXN → 端接与模拟前端 → RX 均衡LPM 或 DFE 模式→ CDR/判决 → SIPO → RX PCS2. 从信道损耗到码间干扰2.1 Insertion Loss 与 Nyquist FrequencyPCB 走线具有明显的低通特性。图中 16 inch 与 26 inch 两条链路的插入损耗均随频率升高而增加且较长走线的衰减更大。低频成分与高频成分经过信道后的幅度比例发生变化原本陡峭的信号边沿被拉缓单个码元的能量不再局限于本码元周期。NRZ 信号常以 Nyquist frequency奈奎斯特频率作为评估信道损耗和均衡能力的重要位置fNyquistRline2 \boldsymbol{f_{\mathrm{Nyquist}}\frac{R_{\mathrm{line}}}{2}}fNyquist​2Rline​​其中RlineR_{\mathrm{line}}Rline​表示线路比特率。例如 10 Gb/s 链路的 Nyquist frequency 为 5 GHz。UG476 中以这一频率位置的信道损耗描述 LPM 和 DFE 的适用范围与参考时钟频率、用户时钟频率无关。2.2 脉冲展宽与 ISI理想单脉冲应主要集中在一个 UIUnit Interval内实际信道输出却会延伸到前后多个 UI。连续数据传输时每个比特对应的脉冲响应相互叠加当前采样时刻的电压不仅由当前比特决定还会受到相邻比特影响这就是码间干扰Inter-Symbol InterferenceISI。在 single-bit response 中幅度最大的主要响应称为 main cursormain cursor 之前按 UI 分布的残余响应称为 pre-cursor之后的残余响应称为 post-cursor。这里描述的是信道脉冲响应中各分量相对 main cursor 的位置不是用接收机的实际采样点来定义 cursor。CTLE 通过频率响应整形压缩整个脉冲响应能够同时影响 pre-cursor 和 post-cursorDFE 则利用已经完成的历史判决估计并抵消 post-cursor不能直接处理 pre-cursor。2.3 反射与离散 post-cursor过孔、连接器、封装过渡或走线阻抗突变会产生反射。反射信号经过一定传播延迟后重新到达接收端在 single-bit response 中形成一个或多个离散分量。传播延迟不同反射就会落在距离 main cursor 不同 UI 的 post-cursor 位置。因此链路损伤不能只用一个插入损耗数值概括。较平滑的频率选择性衰减适合由 CTLE 补偿位于不同延迟位置的离散 post-cursor则更适合由相应的 DFE tap 处理。这一关系也为后文理解器件的反射补偿建立了基础GTX DFE 与 GTH DFE 能够覆盖的 post-cursor 延迟范围不同。3. CTLE在频域补偿信道衰减3.1 CTLE 的频率响应CTLEContinuous-Time Linear Equalizer连续时间线性均衡器通过降低低频相对增益、提高目标频段的相对增益补偿信道随频率增加而加重的衰减。在 dB 域中信道与 CTLE 的级联响应可以理解为两者频率响应相加Htotal(f)dBHchannel(f)dBHCTLE(f)dB \boldsymbol{H_{\mathrm{total}}(f)_{\mathrm{dB}}H_{\mathrm{channel}}(f)_{\mathrm{dB}}H_{\mathrm{CTLE}}(f)_{\mathrm{dB}}}Htotal​(f)dB​Hchannel​(f)dB​HCTLE​(f)dB​图中左侧为随频率下降的信道响应中间为 CTLE 提供的高频提升右侧为二者组合后的响应。目标不是让 CTLE 单独获得最大的高频增益而是使级联响应在有效频带内更平坦从而压缩脉冲尾部、减小 ISI。3.2 补偿不足、过度补偿与正确补偿补偿不足时信道高频损耗仍未被充分抵消眼图交叉区域较宽眼高和眼宽均受到残余 ISI 限制。过度补偿时高频噪声、串扰和边沿扰动被同步增强虽然边沿更陡但轨迹分散加重接收裕量不一定提高。正确补偿后的眼图在采样位置具有更大的垂直和水平开口。这里的“正确”来自信道与均衡器的联合结果而不是某个固定 CTLE 参数。不同板材、走线长度、连接器和 TX 预加重配置对应的最佳 RX 均衡量都可能不同。3.3 从 CTLE 原理到 Xilinx LPM前两节讨论的是 CTLE 的基本均衡原理。落实到 Xilinx 7 系列 GTX/GTH 后用户实际选择的是 RX 的 LPM 或 DFE 工作模式而不是简单地单独打开或关闭一个 CTLE。两种模式都包含线性均衡环节区别在于具体数据路径以及是否启用判决反馈。LPMLow Power Mode由输入端接、AGC 和 Linear EQ 构成。UG476 框图将这一线性均衡级标为 Linear EQ本文按其功能统一称为 CTLE。AGC 负责把信号幅度调节到适合后级判决的范围CTLE 负责补偿频率选择性损耗LPM Adaptation Controller 则根据接收结果调整相关参数。LPM 并不是“关闭均衡”而是不启用判决反馈。它不依赖历史判决结果结构相对简单、功耗较低对重复 Idle、周期码型等数据统计特性的要求也低于 DFE。对于损耗较小、反射不明显的链路LPM 往往已经能够提供足够的接收裕量。4. DFE利用历史判决抵消 post-cursor4.1 判决反馈的基本原理DFEDecision Feedback Equalizer判决反馈均衡器把已经判决的历史比特逐级延迟分别乘以 tap coefficient再反馈到当前采样点。若第iii个 post-cursor 系数为w[i]w[i]w[i]DFE 就根据iii个 UI 之前的判决结果生成对应补偿量使当前判决器看到的波形尽量接近仅包含 main cursor 的响应。DFE tap 的延迟与信道 post-cursor 位置对应第一个 tap 主要处理距离 main cursor 1 UI 的干扰后续 tap 依次处理更远的 post-cursor。Tap coefficient 的正负和幅度由信道脉冲响应决定因此 DFE 能针对数据相关的 post-cursor 进行补偿而不是对所有输入频率统一施加增益。DFE 的反馈项由判决结果生成不会像提高 CTLE 高频增益那样同步放大输入噪声但完整的 DFE 模式仍包含前级 CTLE因此不能把整个 DFE 数据路径理解为“完全不放大噪声”。此外DFE 只能使用过去的判决结果不能直接消除 pre-cursor。4.2 不同数据序列对应不同反馈量两张图使用不同的连续比特序列。红色曲线表示未经 DFE 抵消的接收响应绿色曲线为依据此前判决生成的反馈量蓝色曲线为叠加反馈后的均衡结果。由于历史比特组合不同每个采样位置需要的反馈极性和幅度也不同这正是 DFE 区别于固定线性增益的关键。DFE 的能力同时取决于 tap 覆盖范围和判决正确性。Tap 覆盖不足时较远的 post-cursor 无法被单独补偿初始眼图过差时错误判决又可能进入反馈环路。因此DFE 仍需与前级 CTLE、TX 预加重及合理的信道设计配合。4.3 GTX 与 GTH 的 DFE 结构GTX DFE 数据路径在输入端接与 AGC 之后先完成线性补偿再由判决反馈处理 post-cursor。GTX 的 LPM 与 DFE 使用不同的 CTLE 数据路径因此不能将其理解为在同一组 CTLE 后面简单打开或关闭判决反馈。与 GTX 不同GTH 的 LPM 和 DFE 共用同一组 CTLE。进入 DFE 模式后接收信号在 CTLE 线性补偿的基础上继续经过更深的判决反馈结构用于处理距离 main cursor 更远的 post-cursor。具体覆盖范围可结合下图中的 fixed tap 和 sliding tap 进一步理解。WP419 从脉冲响应覆盖范围说明了两类收发器的差异GTX 使用 5 个 fixed DFE tap 处理 main cursor 之后第 1第 5 个 post-cursor 位置GTH 使用 7 个 fixed tap 和 4 个 sliding tap后者可在更长的延迟范围内寻找反射分量使覆盖范围延伸至 main cursor 之后第 63 个 post-cursor 位置。这里的 63 表示 sliding tap 可搜索的延迟位置范围并不表示同时存在 63 个独立 DFE tap。5. LPM 与 DFE 的选择对于短距离应用UG476 推荐在线路速率不高于 11.2 Gb/s、Nyquist frequency 处信道损耗不超过 12 dB 时使用 LPMGTH 的对应推荐损耗为不超过 14 dB。DFE 推荐用于中长距离应用对应 Nyquist frequency 处信道损耗达到 8 dB 及以上。DFE 的优势是能够对信道进行均衡而不会像单纯提高线性高频增益那样同时放大噪声和串扰。GTX DFE 还可以校正由信道不连续引起、位于 main cursor 之后第 1第 5 个 post-cursor 位置内的反射GTH DFE 的覆盖范围可延伸至第 63 个 post-cursor 位置。当串扰成为主要限制因素或者在 single-bit response 中观察到明显反射时DFE 更适合作为接收均衡模式。在 8B/10B 应用或未使用扰码的链路中选择 DFE 需要更加谨慎。DFE 的自动 adaptation 要求输入数据具有足够随机性。UG476 以未扰码、采用 8B/10B 编码的 XAUI 数据为例用户载荷通常具有一定随机性但编码会限制数据的频率成分协议本身也不能阻止重复码型持续出现。重复码型可能使自动 adaptation 逐渐偏离理想均衡设置。具有 PRBS7 或更高阶多项式特征的码型具备足够随机性可以支持 DFE 自动 adaptation。对于采用 LPM 的 8B/10B 应用重复 Idle 无论是否经过扰码都可以用于 adaptation。对比项LPMDFE推荐应用短距离、较低损耗链路中长距离、较高损耗链路Nyquist frequency 处损耗GTX 不超过 12 dBGTH 不超过 14 dBGTX/GTH 均为 8 dB 及以上主要判断依据频率选择性衰减能够由线性均衡覆盖串扰明显或 single-bit response 中存在反射判决反馈与反射范围不使用判决反馈GTX 为第 1第 5 个 post-cursor 位置GTH 可延伸至第 63 个位置adaptation 数据8B/10B 重复 Idle 无论是否扰码均可使用需要足够随机的数据PRBS7 或更高阶多项式可满足要求手册给出的是推荐应用范围并没有定义 LPM 与 DFE 的硬切换门限工程上还需要结合 single-bit response 中的反射与串扰、adaptation 数据的随机性以及实际链路测试结果确定最终模式。6. 总结RX 均衡的核心是针对信道造成的 ISI 恢复采样裕量。CTLE 通过频率响应整形补偿频率选择性衰减能够同时影响 pre-cursor 和 post-cursorDFE 则利用已经完成的历史判决有针对性地抵消 post-cursor并进一步处理一定延迟范围内由信道不连续引起的反射。落实到 Xilinx 7 系列 GTX/GTHLPM 与 DFE 并不是按照某一个信道损耗数值简单切换。UG476 给出的推荐范围存在重叠Nyquist frequency 处的信道损耗可以确定初始方向single-bit response 中的反射与串扰以及用于 DFE adaptation 的数据是否足够随机同样会影响模式选择。因此RX 均衡可以归结为三个判断先看信道损耗再看 post-cursor 与反射最后看 adaptation 数据。手册中的推荐范围用于缩小选择范围最终仍应通过实际链路的 BER 或接收裕量验证 LPM 与 DFE 的配置是否合适。